在开关电源市场中，400W 以下的电源大约占据整个市场的70～80%，而其中反激式电源又占绝大部分，几乎常见的消费类产品全是反激式电源。优点：成本低，外围元件少，能耗低，适用于宽电压范围输入，可多组输出。缺点：输出纹波比较大。（输出配合低内阻滤波电容或配合LC噪声滤波器可改善）本文以自行车充电器为例，详细阐述反激开关电源的设计流程及如何进行元器件的选型。
一、开关电源的拓扑结构、框图及原理图
- 10W 以内常用 RCC（自激振荡）拓扑方式
- 10W～100W 以内常用反激式拓扑（75W以上电源有 PF 值要求）
- 100W～300W 正激、双管反激、准谐振
- 300W～500W 准谐振、双管正激、半桥等
- 500W～2000W 双管正激、半桥、全桥
- 2000W以上 全桥
隔离开关电源框图及原理图如下所示：
二、初级侧部分
1、安规元件之～保险管
- 作用：安全防护。在电源出现异常时，保护核心元器件不受到损坏。
- 技术参数：额定电压 V、额定电流 I、熔断时间 I²RT
- 分类：快断、慢断、常规
1.1 保险管的参数计算方法
- 0.6 为不带功率因数校正的功率因数估值
- Po 输出功率
- η 效率（设计的评估值）
- Vinmin 最小的输入电压
- 2 为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的 1.5～3 倍。
- 0.98 功率因数值（PF）
1.2 关于功率因数
大部分用电设备，其工作电压直接取自交流电网。故电网中会有许多家用电器、工业电子设备等非线性负载，这些电器在使用过程中会使电网产生谐波电压和电流。没有采取功率因数校正技术的 AC-DC 整流电路，输入电流波形呈尖脉冲状。交流网侧功率因数只有 0.5～0.7，电流的总谐波畸变（THD）很大，可超过 100%。采用功率因数校正技术后，功率因数值为0.999时，THD约为 3%。为了防止电网的谐波污染，或限制电子设备向电网反射谐波电流，国际上已经制定了许多电磁兼容标准，如 IEEE519 、IEC1000-3-2等。
功率因数的校正（PFC）主要有两种方法：无源功率因数校正和有源功率因数校正。
—→ 无源功率因数校正利用线性电感器和电容器组成滤波器来提高功率因数、降低谐波分量。该方法简单、经济，在小功率中可以取得良好的效果。但是在较大功率的供电电源中，大量的能量必须被这种滤波器存储和管理，故需要大电感器和电容器，这样体积和总量就比较大也不太经济，而且功率因数的提高和谐波的抑制也不能达到理想的效果。
—→ 有源功率因数校正是使用所谓的有源电流控制功率因数的校正方法，可以迫使输入电流跟随供电的正弦电压变化。这种功率因数校正有体积小、重量轻、功率因数可接近 1 等优点。
2、NTC 电阻
2.1 NTC 电阻的作用
NTC（负温度系数）电阻，是以氧化锰等为主要原料制造的精细半导体电子陶瓷元件。电阻值随温度升高而降低且呈现非线性变化。利用这一特性，在电路的输入端串联一个负温度系数热敏电阻增加线路的阻抗，这样可以有效的抑制电路开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。当电路进入稳态工作时，由于线路中的持续工作电流引起 NTC发热，使得电阻器的电阻值变得很小，对线路的影响可以完全忽略。
2.2 NTC的选择依据
公式中：
⑴ Rt 是热敏电阻在 T1 温度下的阻值；
⑵ Rn是热敏电阻在常温 Tn 下的标称阻值；
⑶ B 是材质参数（常用范围 2000K～6000K）；
⑷ exp 是以自然数 e 为底的指数（e = 2.71828）；
⑸ T1 和 Tn 为绝对温度 K （即开尔文温度），K度 = 273.15（绝对温度）+ 摄氏度；
3、压敏电阻
3.1 压敏电阻的作用
- 压敏电阻是一种限压型保护器件。利用压敏电阻的非线性特性，当过电压出现在压敏电阻的两极间时，压敏电阻可以将电压钳位到一个相对固定的电压值，从而实现对后级电路的保护。
- 主要作用：过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等。
- 主要参数有：压敏电压、通流容量、结电容、响应时间等。
- 压敏电阻的响应时间为 ns 级，比空气放电管快，比 TVS 管（瞬间抑制二极管）稍慢一些，一般情况下用于电子电路的过电压保护，其响应速度可以满足电路要求。
3.2 选取压敏电阻的方法
压敏电阻虽然能吸收很大的浪涌电能量，但不能承受毫安级以上的持续电流，在用作过压保护时必须考虑到这一点。压敏电阻的选用，一般选择标称压敏电压V1mA和通流容量两个参数。
考虑到实际电网波动及保留余量，a值可以适当变大或者Vrms建议设为 230V，故V1mA的值为：
- a 为电路电压波动系数，一般取值为 1.2；
- Vrms 为交流输入电压有效值；
- b 为压敏电阻误差，一般取值 0.85；
- c 为元件的老化系数，一般取值 0.9；
- √2 为交流状态下要考虑峰峰值；
- V1mA 为压敏电阻电压实际取值近似值；
- 通流容量，即最大脉冲电流的峰值是环境温度为 25℃ 情况下，对于规定的冲击电流波形和规定的冲击电流次数而言，压敏电压的变化不超过 ±10% 时的最大脉冲电流值。
- 结合以上所述，本电路中压敏电阻的型号所对应的的相关参数如下图所示：
4、EMI 电路
上图所示为 X 电容、共模电感（即共模扼流圈）、Y 电容。根据 IEC 60384-14，安规电容器分为 X 电容及 Y 电容：
- X 电容是指跨与 L-N 之间的电容器
- Y 电容是指跨与 L-G / N-G 之间的电容器
4.1 安规电容之～X 电容
X 电容多选用耐纹波电流比较大的聚酯薄膜类电容。该类电容，体积较大，但其允许瞬间充放电的电流也很大，而其内阻相应较小。
X 电容容值应选取 μF 级，此时必须在 X 电容的两端并联一个安全电阻，用于防止电源线拔掉时，由于该电容被充电荷没泄放而致电源线插头长时间带电。安全标准规定，当正在工作之中的机器电源被拔掉时，在两秒钟内，电源线插头两端带电的电压（或对地电位）必须小于原来额定工作电压的 30%。
作为安全电容之一的 X 电容，也要求必须取得安全检测机构的认证。X 电容一般都标有安全认证标志和耐压 AC 250V 或 AC 275V 字样，但其真正的直流耐压高达2000V 以上，使用的时候不要随意使用标称耐压 AC 250V 或者 DC 400V之类的普通电容来代用。
- X 电容主要用来抑制差模干扰
- 安全等级 峰值脉冲电压 等级（IEC664）
- X1 >2.5KV ≤4.0KV Ⅲ
- X2 ≤2.5KV Ⅱ
- X3 ≤1.2KV ——
- X 电容没有具体的计算公式，前期选择就是依据经验值，后期在实际测试中，根据测试结果做适当的调整。
- 经验值：若电路采用两级 EMI，则前级选择 0.47μF，后级采用0.1μF电容。若为单级EMI，则选择0.47μF电容。（电容的容量大小跟电源功率没有直接关系）
4.2 安规电容之～Y 电容
单相交流电源输入分为3个端子：火线（L）、零线（N）、地线（G）。在火线和地线之间以及在零线和地线之间并接的电容，这两个Y电容连接的位置比较关键，必须要符合相关安全标准，以防引起电子设备漏电或机壳带电，容易危及人身安全及生命。它们都属于安全电容，从而要求电容值不能偏大，而耐压必须较高。
Y 电容主要用于抑制共模干扰。Y 电容的存在使得开关电源有一项漏电流的电性能指标。工作在亚热带的机器，要求对地漏电电流不能超过0.7mA；工作在温带的机器，要求对地漏电电流不能超过0.35mA。故 Y 电容的总容量一般都不能超过4700PF（472）。
Y 电容又分为 Y1、Y2、Y3、Y4，主要差别在于：
——Y1 耐高压大于 8KV，属于双重绝缘或加强绝缘 | 额定电压范围 ≥ 250V
—— Y2 耐高压大于 5KV，属于基本绝缘或附加绝缘 | 额定电压范围 ≥ 150V ≤ 250V
—— Y3 耐高压 ≥2.5KV ≤5KV，属于基本绝缘或附加绝缘 | 额定电压范围 ≥150V ≤ 250V
—— Y4 耐高压大于2.5KV，属于基本绝缘或附加绝缘 | 额定电压范围 ＜150V
JB151 中规定Y电容的容量应不大于0.1μF。Y电容除符合相应的电网电压耐压外，还要求这种电容器在电气和机械性能方面有足够的安全余量，避免在极端恶劣环境条件下出现击穿短路现象，Y电容的耐压性能对保护人身安全具有重要意义。
4.3 共模电感
4.3.1 共模电感的作用
共模电感有 A 和 B 两个电感线圈绕在同一铁芯上，匝数和相位都相同（绕制方向相反）。当电路中的正常电流（差模电流）流经共模电感时，电流在同相位绕制的电感线圈中会产生反向的磁场而相互抵消，此时正常信号电流主要受线圈电阻的影响（和少量因漏感造成的阻尼）；当有共模电流流经线圈时，由于共模电流的同向性，会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈的感抗，使线圈表现为高阻抗，产生较强的阻尼效果，以此衰减共模电流，抑制高速信号线产生的电磁波向外发射，达到滤波的目的。
4.3.2 共模电感的设计
共模电感实物图以及共模电感中差模磁场示意图如下所示：
引线所指即为共模电感中差模磁场的示意图。设计共模电感的步骤及示例如下：
第一步：确定客户的规格要求，EMI 允许级别
第二步：电感值的确定
- EMI 等级：Fcc Class B
- 已知条件：C2 = C7 = 3300pF
- EMI 测试频率：传导 150KHz～30MHz
- EMC 测试频率：30MHz～3GHz
- 实际的滤波器无法达到理想滤波器那样陡峭的阻抗曲线，通常可将截止频率设定在50KHz左右。在此，假设 fo = 50KHz。则
第三步：core（磁芯）材质及规格确定
- 以上，得出的是理论要求的电感值，若想获得更低的截止频率，则可进一步加大电感量，截止频率一般不低于 10KHz。理论上电感量越高对 EMI 抑制效果越好，但过高的电感将使截止频率降的更低，而实际的滤波器只能做到一定的带宽，也就使高频杂讯的抑制效果变差（一般开关电源的杂讯成分约为 5～10MHz 之间）。另外，感量越高，则绕线匝数越多，就要求磁芯的 μi 值越高，如此将造成低频阻抗增加。此外，匝数的增加使分布电容也随之增大，使高频电流全部经过匝间电容流通，造成电感发热。过高的 μi 值使磁芯极易饱和，同时在生产上，制作比较困难，成本较高。
- 从前述设计要求中可知，共模电感器要不易饱和，如此就需要选择低 B-H （磁芯损耗与饱和磁通密度）温度特性的材料，因需要较高的电感量，磁芯的 μi 值也就要高，同时还必须有较低的磁芯损耗和较高的 BS （饱和磁通密度）值，符合上述要求之磁芯材质，目前以铁氧体材质最为合适，磁芯大小在设计时并没有一定的规定，原则上只要符合所需要的电感量，且在允许的低频损耗范围内，所设计的产品体积最小化。故磁芯材质及大小选取应以成本、允许损耗、安装空间等作参考。共模电感常用磁芯的 μi 约在2000～10000之间。
第四步：绕组匝数及线径的确定
- 在本电路中，选用的磁芯型号为TDK UU9.8，磁芯材质 PC40，μi值2300，AL 值500nH/N²
- J 为无强制散热情况下每平方毫米所通过的电流值，若有强制散热可选择 6A
- Iin_avg 输入电流平均值
- 2 为常数
第五步：打样
第六步：测试
5、整流桥（桥堆）
5.1 整流桥（桥堆）的计算
6、BUCK 电容
6.1 BUCK 电容容值的计算
经验值 μF/W 如下图所示：
7、高压启动与 RCD 钳位电路
7.1 高压启动与 RCD 钳位电路分析
- 红线圈起的电阻为 IC 的高压启动电阻，电阻阻值的选择由 IC 特性决定。
- 蓝线圈起的部分为 RCD 钳位电路（即关断缓冲电路）。此部分电路主要用于限制 MOS 关断时高频变压器漏感的能量引起的尖峰电压和次级线圈反射电压的叠加，叠加的电压产生在 MOS 管由饱和转向关断的过程中，漏感中的能量通过 D 向 C 充电，C 上的电压可能冲到反电动势与漏感电压的叠加值，即：Vrest + ΔVpp。
C的作用则是将该部分的能量吸收掉，其容量由下式决定：
C = (Le × Isc²) / [(Vrest + ΔVpp)²-Vrest²]
Le：漏感，单端反激一般为 40～100uH，低于40uH可不考虑，一般取50uH；
Vrest：反电动势：2*n*Vout
ΔVpp：漏感电动势的峰值：8%*Vrest
Isc：短路保护时变压器初级线圈流过的最大电流。Ipk²
7.2 RCD 电路电阻、二极管的计算
- 电阻 R：
在变压器下半周期由截止变为导通时，C 上的能量经 R 来释放，直到 C 上的电压降到下次 MOS 管关断之前的反电动势 Vrest，在放电的过程中，漏感电动势ΔVpp是不变的，通过放电常数 R、C和变压器关断时间的关系，可以求得 R 的值，可以按周期 T 的63%计算：
R × C = 0.63T × （Vrest + ΔVpp）/ ΔVpp
备注：T = 1 / f（变压器的工作频率）
R = 0.63（Vrest + ΔVpp）/ （ΔVpp × f × C）
其功耗为：P = Le × Isc² × f / 2
由于 D 和 C 上都有能量消耗，而且放电时间可能要短，所以该电阻的实际功耗可按计算值的一般考虑。
P（实际） = P（计算值）/ 2
- 关于 D 的取值
- 耐压值要超过叠加值的 10%。
- 电流要大于输入电流平均值的 10%
同行工程师经验总结：
① D 要选慢速的，对 EMI 好；
② 电容选的越大，电压尖峰越小，即 RCD 吸收的漏感能量越大；
③ R 应该取值较小才好，R 越小，电容放电越快，下个周期就能吸收更多的能量；
④ C 选大，R 选小，吸收能力强，且震荡的周期变长，即频率降低，EMI 较好，但损耗也会较大，故要折中选取。
7.3 相关知识
什么是漏感？
同一个磁体上两个有互感的线圈 N1、N2，N1 线圈上流过的电流 I1 产生的磁通 Φ11 分为两部分，一部分是匝链 N1、N2 两个线圈的互感磁通，另一部分只与 N1 （激励线圈）线圈匝链，不与 N2 线圈匝链的漏磁通 Φ1S。对应漏磁通产生的感量，称之为漏感。
漏感是一种实际存在的物理参数，而不是一种叫做电感的物体。
影响漏感大小的因素：漏感的产生跟线圈间耦合的紧密程度、线圈的绕制工艺、磁路的几何形状、磁介质的性能等有关。
漏感的作用：漏感会限制开关管开通时的电流上升速度，有降低开通损耗的效果。但没有降低导通损耗的效果。关断的时候，漏感反而是不利影响。电流由于漏感的存在，下降会变慢，关断损耗会变大。开通瞬间，由于漏感存在，电流的上升速度降低，漏感呈现的是阻抗形式。电流是从零开始上升的，瞬间电流为零，就形成很大阻抗。
备注：漏感不参与能量的传递，是变压器的寄生参数，应当越小越好。
8、PWM IC
8.1 PWM IC 功能介绍
PWM 芯片 LD7575 具有的特性及功能包括：500V高压启动电路、电流控制模式、VCC具有过压保护功能、具备过载保护功能、500mA驱动能力、可调开关频率、内置谐波补偿电路。
如上图所示：R10 为 IC 工作频率调整电阻；D9 为辅助绕组供电整流二极管；R6 为限流电阻；C64 为低频滤波电容；C65 为高频滤波电容；R9 为过功电阻；R7 为驱动电阻；R8 为 MOS 开机保护电阻；C66 为旁路电容；KPC357NT 光耦反馈端与旁路电容相连。
9、MOS管
9.1 MOS管（开关管）的选择
MOS管的耐压选择：Vdss = 2 × Vdcmax（DS极间耐压要是两倍的直流输入最大电压）。
MOS管的耐电流选择：Idrms = Iout × [1.2(Po/Vdcmin) / (1 – Dmax)]。其中Idrms：MOS管所通过的电流有效值；Iout：输出电流；Po：输出功率；Vdcmin：最小输入直流电压值；Dmax：最大占空比
MOS管的导通损耗计算：Psw = Idrms² × Rds（有效电流值的平方乘上MOS内阻）
10、变压器
10.1 变压器的简单设计
首先确定已知参数：
- ⑴ 开关频率：Fsw；
- ⑵ 变压器的效率：η；
- ⑶ 最大占空比：Dmax；
- ⑷ 输入电压范围：Vinmin，Vinmax；
- ⑸ 输出电压：Vout
- ⑹ 输出电流： Iout
- ⑺ K = 0.4（DCM = 1，CCM = 0.3~0.5）；
- ⑻ 输出二极管管压降 Vf
- ⑼ 辅助绕组电压 Vb
- ⑽ 辅助绕组二极管管压降 Vfb
10.2 设计步骤一
- 输入功率
- 输入电流平均值
- 初级电感量
- 纹波电流
10.3 设计步骤二
- 再确认参数
- 根据设计功率和结构空间选择磁芯
- 选好磁芯确定磁芯材质选出 ui 值
- 确定材质找出相对温度的 Bs（饱和磁通密度）一般选择 60°相对的 Bs。
- 找出 Ae（磁芯实际截面面积）、Acw（磁芯总卷线截面面积）、Ve（磁芯实效体积）值
10.4 设计步骤三
- 计算输入电流峰值
- 计算 AP 值
- 计算初级圈数确认选择
- 匝比的计算
- 次级线圈的计算
- 辅助绕组线圈的计算
- 反推验证 Dmax
- 气隙的计算
关于反激变压器为什么要开气隙？
反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，故变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和因此要加入气隙。
防止磁芯饱和不仅只有开气隙一种方法，另外一种是增加磁芯的体积；不过通常设计时空间已经限制了磁芯的大小，故实际设计中开气隙的方法应用的比较多；
该两种方法都可以使磁芯回线变得“扁平”，这样对于相同的直流偏压，就降低了工作磁通的密度。
10.5 变压器的线径选择
变压器的线径计算是有规定的，特别是反激式电源变压器更应该注意！
- 自然冷却时 j = 1.5 ~ 4A/mm²，强迫冷风时3~5A/mm²。
- 在不同的频率下选取 d 也是不同的，在200KHz以下时，一般为4~5A/mm²，在200KHz以上时，一般为2~3A/mm²。
10.6 变压器的绕制方法
- 为了减少漏感，目前最好的、工艺最简单的绕制方法是初次级交错绕法，即大家常说的三明治绕法。
